关键词:LED 驱动;功率因数;原边控制;单级;反激式;恒流控制

      随着LED 技术的发展,LED 的亮度和效率不断提高。日常家用的LED 照明不断发展,逐渐成为节能减排、绿色照明的主流[1-2] 。为实现很高的功率因数和很低的总谐波失真,减小对电网的干扰,一般大于5 瓦的LED 需要增加功率因数控制。

      传统的交流供电的带功率因数调整(PFC)功能的LED 恒流驱动电路,有隔离型和非隔离性两种结构。在隔离型结构中又有两种控制结构,一种是两
级控制,一种是单级控制。相对于两级控制来说,单级控制的电路相对简单,成本也相对较低,本文主要针对单级反激式单级控制的LED 驱动电路。

     在隔离型反激式单级控制的高功率因数LED驱动电路[3-8] 中,一般采用光耦反馈得到恒流控制信号。由于采用光耦反馈,需要在副边增加误差放
大器,采样输出电流,还需要光耦来实现隔离,并且把输出电流信号传递到输入端,所需要的元件较多,电路实现较为复杂。PCB 板空间很大,不利于产品
小型化,而且电路成本高。

      为了降低成本,隔离型反激式LED 驱动电路中,直接采用原边控制的电路成为趋势。为了做PFC 功能,有采用填谷式无源功率因数校正方法实现[9-10] ,也有采用单芯片集成有源功率因数校正实现。填谷式无源功率因数校正需要外加元件,导致成本增加,而且PF 并不太高。单芯片集成有源功率因数校正中,大部分采用积分环路,先把输出电流的平均值计算出来,通过环路控制实现输出电流的稳定,为了同时实现PFC 功能,需要把环路响应做慢。这样对输出负载的快速变化无法快速响应。特别是LED 等瞬间短路时,容易出现大功率损耗,严重时电路烧毁,甚至起火。
     本文介绍单级原边控制反激式高功率因数LED恒流驱动器设计,该电路采用开环控制PFC 和输出恒流值,能对负载的变动快速响应,保证负载变动时电路的安全稳定工作。该控制器集成了功率因数调整,原边LED 恒流控制功能。本文还给出了使用上述的控制器构成反激式单级LED 驱动开关电源的装置。
1    原理说明
      如图1 所示是原边控制反激式LED 恒流驱动简化的运用电路。该电路省去了光耦、副边控制恒流的放大器。可以减小PCB 板面积,有利于产品小
型化和降低电路成本。其中的关键是控制器的设计,该控制器既要实现功率因数的控制,又要实现输出恒流控制。

     下面介绍高功率因数、恒流功能的实现。在恒流环中,功率管的开通信号由功率管开通控制电路给出,功率管的关断信号由电流峰值比较器给出。
     乘法器实现交流输入的归一化目的,以实现在不同的AC 输入电压下,输出的恒流值相同。
     乘法器模块接收交流输入整流后的采样信号Vac ,输入交流电压的有效值信号Vavg ,计算得到两个基准:Vref1 =K1·Vac·Vref0Vavg(1） Vref2 =K2·Vac·Vref0Vavg(2)其中K1、K2 为比例系数,由电路结构决定,是恒定值,Vref0由控制器内部偏置电压产生,也是恒定值。
       假设输入整流后的交流电压为:Vin =VM·|sin棕t | (3)
      其中,VM 为输入交流电压的幅值,棕输入输入交流信号的角频率,t 为时间。
       则瞬时值Vac与VM 成正比,有效值Vavg 也与VM成正比,所以Vref1,Vref2与输入电压的幅值无关,仅仅与输入电压的相位和内部偏置有关,是归一化的函数。可以表示为:Vref1 =K3·|sin棕t | (4)Vref2 =K4·|sin棕t | (5)其中K3,K4 为比例系数,与内部偏置有关。
      先分析功率开关的关断控制。

      功率开关的关断由峰值电流比较器控制。在功率开关S1 导通时间内,变压器原边电感的电流不断增加,当电流增加到由Vref2 所限制的电流值时,峰值电流比较器输出发生翻转,经后面的RS 触发器和预驱动,关断功率开关S1。
      如果在开关开通时刻的原边电感电流初始值为零,假设导通时间Ton,原边电感量为L,开关关断时的电流峰值为Ipk,输入电压为Vin,整流及功率开关管上的电压降落为Vdrop(一般忽略不计),则有如下关系成立:Ipk =Vref2RS =K4·|sin棕t | RS(6)Ton = L·IpkVin -Vdrop抑L·IpkVin = L·K4VM·RS
(7)
      即导通时间由原边电感量L、内部设定的参数K4,采样电阻Rs ,输入电压的有效值VM 有关,在给定的电压输入情况下(有效值不变),且外围的元件
参数不变时,电路的导通时间固定。
      再分析功率开关的开通控制。
      通过合理设计外围元件的参数,先保证本电路电流处于断续工作模式。假设输出电压为Vout,副边整流二极管压降为Vd(一般忽略不计),变压器的
匝比(原边绕组:副边绕组) 为n,在开关管关断瞬间,变压器电流反激,副边绕组上产生峰值电流I忆pk,与原边的峰值电流Ipk的关系为:I忆pk =n·Ipk
      则可以计算出输出绕组一直有电流输出的时间,即副边续流二极管的导通时间:Toff1 = L忆·I忆pkVout +Vd抑L·Ipkn·Vout(8)
     假设开关周期为T,则每个开关周期的AC 平均输入电流为:軃Iin = 12TonT·Ipk = 12L·K4T·VM·RS·Ipk (9)
     每个开关周期的平均输出电流:軃Iout = 12Toff1T ·I忆pk = 12Toff1·n·Ipk (10)
      由(9)可知,只要保证T 恒定,每个开关周期的平均输入AC 电流与输入AC 电压同相位变化,从而可以实现很高的功率因素和极小的总谐波失真。
      由式(6)、式(8)、式(10) 可知,在T 恒定的条件下,Toff1T 与输入AC 同相位变化。反过来,如果Toff1T与输入AC 同相位变化,就可以得到恒定的开关周期T,即可以实现很好的功率因数调整以及低的总谐波失真。即假设:Toff1T =K5·Vref1 =K3·K5·|sin棕t | (11)其中:K5 为比例常数。
     则由式(6)、式(8)、式(11)得到:T = Toff1K3·K5·|sin棕t | = L·K4K3·K5·n·Vout·RS(12)
      开关周期与输出电压有关,与输入电压的瞬时值、有效值都无关。当输出电压固定时,开关频率固定。
      把式(6)、式(12)代入式(9),把式(6)、式(11)代入式(10):軃Iin = 12K3·K4·K5·n·VoutVM·RS·|sin棕t | (13)軃Iout = 12n·K3·K4·K5RS·|sin棕t |2 (14)由式(13)可知,每个开关周期的平均输入电流与输入电压同相,能做到较好的PFC 值。由式(14) 可知,每个开关周期的平均输出电流与输入电压的有效值没有关系,在一个输入交流周期内,输入宽电压范围变化时能做到平均输出电流相同,输出电流有很好的输入电压调整率;每个开关周期的平均输出电流与输出电压也无关,不同的输出电压下也能做到相同的平均输出电流,输出恒流有很好的负载调整率。
      对式(13)、式(14) 在整个输入AC 周期积分,可以求出整个AC 周期的平均输入电流和平均输出电流。
      基于以上分析,开通信号控制电路实现功能是:根据副边续流二极管的导通时间Toff1 来确定开关下一次开通的时间点,即根据副边续流二极管的导通时间Toff1来预测开关周期T。在电路稳定工作以后,保证式(11) 的成立。就能保证电路实现PFC 和输出恒流。
      副边续流二极管的导通时间Toff1 的对应信号:TOFF1_CK 由驱动信号和FB 过零检测信号共同得到。副边续流二极管的导通时间信号TOFF1_CK 产生电路的实现方法和时序见图2。
     在功率管驱动时,DRI 为高电平,FB 反馈信号变成负电平,CS 采样电平升高。当CS 电平到达峰值电流比较器的翻转点后,峰值电流比较器输出翻转,经过RS 触发器、逻辑电路、预驱动电路关断功率管,DRI 变为低电平。同时变压器反激,FB 变成正电平,副边续流二极管开始导通。直到副边续流
二极管的电流变成零,FB 降低形成寄生振荡。在驱动结束后,从FB 为正到FB 过零的时间,就是副边续流二极管导通时间,即TOFF1_CK 为高的时间。
      下面介绍如何实现TOFF1 预测开关周期T。即实现(11) 的一种方法。功率管开通控制电路及时序如图3。电流源1 和电流源2 由Vref1控制,即电流I1、I2 由Vref1 控制。当TOFF1_CK 为高时,SW2 开通,I2 对C1 电容放电;当TOFF1_CK 为低时,SW1开通,I1 对C1 电容充电。设置内部基准比较电平VREF,当Vc 高于电压VREF 时,比较器1 的输出电压Vd 为高,经过触发器使得电压Ve 为高。当电压Vc的低于电压VREF时,比较器1 的输出电压Vd 为低,电压Ve 的电平由TOFF1_CK 决定。由于在电压Vd变低以前TOFF1_CK 已经为高电平,所以当电压Vd为低时,电压Ve 也为低。电压Ve 经上升沿检测模块产生输出脉冲Vf,提供给RS 触发器。经过后面的逻辑控制、预驱动模块驱动功率管,打开功率管。
     在电路稳定工作以后,充放电平衡。电容C1 上的充电电荷与放电电荷相同。有如下关系存在:I1·(T-Toff1)= I2·Toff1 (15)即: Toff1T = I1I1 +I2(16)
     先设定:I1 =Vref2R1(17)式(17)可以通过电压转化电流结构方便实现。再设定:I2 =I0 -Vref2R1(18)其中R1 为电压转化成电流时的等效电阻,I0 是内部设定的基准电流,通过内部电路的设置,可以保证I2始终大于零。

      则可以得到:Toff1T = Vref1I0·R1 =K3·|sin棕t | I0·R1(19)
      这样,就能满足式(11)的关系。实现PFC 功能和输出恒流功能。

      根据前面的描述,本电路能实现PFC 功能和输出恒流功能。并且输出的恒流值与输入电压的有效值无关;输出的恒流值与输出电压也无关。
      对于采用光耦反馈的电路,由于采用闭环控制,需要有一个大电容来滤除100 Hz 的纹波,对于负载变化的环路响应慢,导致电路在LED 短路时,会发生电流过冲,会烧坏功率管,严重时发生爆炸起火。为了避免这种情况的发生,要求功率管有较大的功率和耐压余量。
      由本电路实现的结构知,输出电流在每个开关周期都是直接控制,没有要滤去100 Hz 输入电压纹波的电容,电路对LED 短路有固有的保护功能,在LED短路时,不会出现一般恒流控制电路由于环路响应导致的负载变动时电流过冲的问题,可解释如下。
      在LED 短路时,输出电压为零,这样副边续流二极管的导通时间Toff1变长,为保证式(15)成立,开关周期T 变长,以维持电路处于恒流状态。电路还
是处于恒流状态,此时Vout =0,副边反激时的电压为整流二极管的电压Vd ,输出功率为恒流值与整流二极管电压Vd 的乘积。此时相应的输入功率与之匹配。显然这个功率很低。
      在整个电路结构中,启动前,由AC 通过电阻给VCC电容充电来为芯片供电,启动后由反激的辅助绕组给VCC电容供电。但是在LED 短路状态下,反激的辅助绕组不能给VCC 电容供电,只有部分漏感能量和AC 通过启动电阻提供给VCC电容,而这不足以提供芯片耗电。所以VCC电容掉电到芯片正常供电电压以下,芯片发生欠压保护,功耗降低,而后AC又通过电阻给VCC电容充电,电路启动,如果LED 还是短路,则又发生VCC欠压保护,如此往复。此时电路整体总功耗很低,电路安全可靠。
2   测试结果
       根据前面描述的控制方法,设计了控制电路。下面给出控制电路的测试结果,主要考察恒流特性以及功率因素调整特性。
       以8 瓦的运用为例,具体运用线路见图4。相应的测试结果见表1。
       表1 数据是串接8 盏LED 的测试结果,其中AC 供电是APC - 500 W, THD 和PF 用WT210POWER METER 测试。可知:输入AC 电压在85 ~
265Vac,频率50 Hz 时,电路的PF 值大于0. 95,THD小于12. 85,输出恒流值在353 mA ~358 mA。达到了较好的效果。
      图5 给出了接4 ~ 9 盏LED 时,输出恒流值的变化。输出电流值从353 mA ~363 mA 变化。产生这个变化的原因是:由过零检测电路得到的副边续流二极管导通时间与真实值之间存在偏差,这种偏差可以通过优化过零检测电路加以减小直至消除。
3   结论
      本文给出了一种单极、原边控制实现恒流LED 驱动器。分析了实现的原理和结构,并且利用这个原理设计了控制电路。通过对恒流特性测试、PF 值测试、THD 测试。电路完全达到预计目标。能广泛用于AC供电、PF 值要求较高、隔离供电的LED 驱动场合。